Class A-Like Topology

- "New Class A" bias module (see Technics folklore - synchro bias)

- "Super-A" bias module (see JVC folklore)

- "Non Switching" bias module (see Pioneer folklore)

The idea is to help hobbyists designing their own audio power amplifiers, making an effortless revival of the three non-switching class AB biaising methods. Hobbyists and designers would integrate the module of their choice onto their own main board.

Technics "New Class A" is relying on fast diodes, implementing a dynamic switch that is automatically chosing between the voltage that's coming from the driver (this is when the output device is pushed to drive the load), and between a fixed voltage that is preset and defining the minimum bias current (this is when the output device gets pulled out, with the load being driven by the other half).
Looks fine, apart from the inherent switching nature of the process. Technics engineers used to call it "synchro-bias", but the marketing rejected that name, and coined "New Class A" for very understandable reasons. I guess that nowadays ultrafast diodes can be used, specified with a less than 10ns switching time, an order of magnitude faster than the output devices.

JVC "Super-A" monitors the sum of Vbe of all output devices, plus the voltage drop that occurs on the 0.22 Ohm emitter resistance. This voltage gets then compared to a fixed threshold (like 2 Vbe in case of a Darlington), and when the total voltage gets beyond this threshold, plus a little something, a transistor fitted into the Vbe multiplier arrangement acts to gently increase the multiplication coefficient.
Looks weird, like a positive feedback ! The increase rate must remain well controlled.

Pioneer "Non Switching" monitors the sum of Vbe of all output devices, plus the voltage drop that occurs on the 0.22 Ohm emitter resistance. This voltage gets then compared to a fixed threshold (like 2 Vbe in case of a Darlington), and when the total voltage gets beyond this threshold, plus a little something, a transistor fitted into the Vbe multiplier arrangement acts to gently increase the multiplication coefficient.
In essence, this is exactly as JVC "Super-A". Pioneer scheme needs a supplementary current source, which would make transistor count higher than JVC "Super-A", but on the other hand Pioneer takes some shorcuts regarding the Vbe multipliers, saving transistors over there.

Sansui "Tanaka Non Switching" monitors the sum of Vbe of the last two power devices, plus the voltage drop that occurs on the 0.33 Ohm emitter resistance. This simple schematic seems to be effective as explained by Tanaka, the author of the design, in the AES publication he made in 1980.

Yamaha's Hyperbolic Conversion Amplification (HCA) Circuit

Yamaha PC5200M=MX-10000

使用SCPI 控制的前級放大器

使用SCPI 控制的前級放大器

在尋找低電平的干擾源時，如果標準儀器（甚至是優秀的萬用表或示波器）的靈敏度不夠，這時通常需要使用前置放大器。

有一些專門的儀器，如納伏計，可以量測到更低的電平，但卻僅限於低速信號。

示波器即使採用超取樣和boxcar平均法，其本底雜訊也太高。因此，我們需要製作一個前級放大器。

但是這些放大器的周邊細節非常繁雜，在AC模式下，需要對去耦電容進行沉澱和放電、調節增益以及開關輸出。所有這些週邊設備都由 SCPI 控制，但整個設置對我來說有點亂。

設計的目標是:

• 單個設備，不需要多個元件的組合
• 增益 1X、10X、100X，以電腦切換
• 最大輸出振幅 10V 於10k負載。
• 交流或直流耦合，具有預充電和放電功能，以降低偏置所需安定時間。
• 頻寬從直流或 1Hz （交流模式）到幾千赫茲
• 低噪音
• USB 供電，但通過光隔離器和隔離電源完全隔離。
• SCPI 可控
• 具LCD 顯示幕以便檢視設定

為了實現這一功能，我將調試器分成了兩個模組；

類比模組部分負責放電和預充電、交流和直流耦合、在 1 到 10 之間設置兩級增益以及啟動/禁用輸出。所有功能都使用作為繼電器的 PhotoFet 進行控制。

數位模組部分為 Arduino擴展HAT，用於連接類比部分和 LCD，並從 USB 電源產生 +/-15V 類比電壓。

 The Analog Part

 

 

從左到右依次是放電開關、AC/DC 開關和阻斷電容、預充電開關，以及使用 OP177 精密運算放大器的兩個可切換增益的運算放大器級。

右側是輸出開關和 10K（外部）負載。所有開關都是 AQY212EH PhotoMos 器件。

它們通過一個 ULN2003 介面驅動器IC（原理圖上未顯示）與數位介面連接。背靠背 BC548N 對用作輸入保護。類比部分有自己的接地系統，輸入和輸出 BNC 連接器與外殼和數位部分隔離。

 

The Digital Part

數位部分是以 Arduino UNO/Leonardo 微控制器板的HAT實現的。除了連接介面之外，唯一有趣的部分是 USB/5V 至 +/-15V 轉換器。

原本可以使用標準磚塊（TRACO 或類似供應商提供），但它們的噪音太大，並不太適合。因此使用了一個自由運行的Royer轉換器，帶有兩個低飽和電壓的 ZTX851 電晶體，外加兩個 3 腳穩壓器（78L15、79L15）來穩定輸出。

使用的變壓器是 Vogt 生產的 ISDN 變壓器，略有損壞，請參見此處：

 

 

 

這個變壓器的初級和次級之間的絕緣電壓高達 4 千伏，因此使用上很安全。保持低尖峰的竅門是在初級側安裝一個緩衝器，降低開關的陡度。

除此之外，沒有什麼特別之處。原理圖：

 

 

 

軟體

整個系統由 SCPI 控制。執行的具體命令如下

 

DISCHG:SET value
PRECHG:SET value
DCMODE:SET value
AMP1:SET value
AMP2:SET value
OUTP:SET value
PRINTALL?

 

其中值可以是 ON 或 OFF、0 或 1。

 

首次結果

事實上非常令人滿意。讓我們先看一個全振幅的三角波，以檢查線性問題：

 

 

 

看起來不錯，增益誤差低於 2%。現在是上升和下降時間，使用全幅方波，增益為 X100：

 

 

 

也不錯。沒有明顯的過沖、增益完美、上升和下降時間相等，並顯示約 10kHz 的全功率頻寬。

 

接著是完全沒有信號的情況下檢視雜訊。

我們再次使用直流模式和增益 X100：

 

 

 

尖峰信號是來自羅耶轉換器的殘留信號。交流信號的有效值約為 1.2mV，峰值低於 16mV，所有這些都經過 X100 放大，因此輸入端分別為 12uVrms 和 160uVpp。

運算放大器本身的雜訊在輸出端約為 2mVpp，在輸入端約為 20uVpp。如果採用更先進的濾波技術，可能可以消除更多的尖峰雜訊，但這可能事倍功半。儀器裝箱後將進行更多測試。

如果只需要低頻信號，我們可以使用低通濾波器來消除尖峰。有關脈衝幹擾濾波器的建議，請參閱此處：

 

 

 

殼體

採用Hammond 1590D 鋁箱。

 

 

 

內部結構見此處：

 

整個設備運作良好。

IIS FPGA CORE

module i2s #(parameter SAMPLE_WIDTH = 16)(

input CLK,    

input BCLK, // Bit clock from codec

input LRCLK, // LR clock from codec

input ADCDA, // ADC digitized data from the codec

input [SAMPLE_WIDTH-1:0] LEFT_IN, // left channel vector output to DAC

input [SAMPLE_WIDTH-1:0] RIGHT_IN, // right channel output to the DAC

output reg [SAMPLE_WIDTH-1:0] LEFT_OUT, // deserialized ADC data, left 

output reg [SAMPLE_WIDTH-1:0] RIGHT_OUT, // deserialized ADC data, right 

output reg DATAREADY, // strobe - data updated

output BCLK_S, // synchronized BCLK signal

output LRCLK_S, // synchronized LRCLK signal

output DACDA); // data output to DAC of codec

 

 

// ==============================================================

// synchronization of clone domains and edge selection

// ==============================================================

reg [2:0] bclk_trg; always @(posedge CLK) bclk_trg <= { bclk_trg[1:0], BCLK };

assign BCLK_S = bclk_trg[1]; // synchronized BCLK

wire BCLK_PE = ~bclk_trg[2] & BCLK_S; // allocated BCLK leading edge

wire BCLK_NE = bclk_trg[2] & ~BCLK_S; // dedicated BCLK trailing edge

     

reg [2:0] lrclk_trg; always @(posedge CLK) lrclk_trg <= { lrclk_trg[1:0], LRCLK };

assign LRCLK_S = lrclk_trg[1]; // synchronized LRCLK

wire LRCLK_PRV = lrclk_trg[2]; // previous LRCLK value

wire LRCLK_CH = LRCLK_PRV ^ LRCLK_S; // any change of LRCLK

     

reg [1:0] adcda_trg; always @(posedge CLK) adcda_trg <= { adcda_trg[0], ADCDA };

wire ADCDA_S = adcda_trg[1]; // synchronized DAT

 

// ==============================================================

// I2S input data shift register

// ==============================================================

wire [31:0] shift_w = { shift[30:0], ADCDA_S };

reg [31:0] shift; always @(posedge CLK) if (BCLK_PE) shift <= shift_w;

 

// vectors for input data (for DAC)

reg [SAMPLE_WIDTH-1:0] lb;

reg [SAMPLE_WIDTH-1:0] rb;

 

reg [4:0] bit_cnt; // pointer of the current bit

reg actualLR;

 

// bitstream output to DAC

wire [4:0] bit_ptr = (~bit_cnt - (32-SAMPLE_WIDTH));

assign DACDA = (bit_cnt < SAMPLE_WIDTH) ? actualLR ? lb[bit_ptr] : rb[bit_ptr] : 1'b0;

 

// pointer calculation, data latching for DAC output

always @(posedge CLK)

begin

    if (LRCLK_CH)

    begin

        bit_cnt <= 5'd31;

        actualLR <= ~LRCLK_S;

    end

        else

            if (BCLK_NE)

            begin

                actualLR <= LRCLK_S;

                 

                bit_cnt <= bit_cnt + 1'b1;

                if (bit_cnt == 5'd31)

                begin

                    lb <= LEFT_IN;

                    rb <= RIGHT_IN;

                end

                 

            end

end

 

// capture ADC data

always @(posedge CLK) 

begin

    if (LRCLK_CH)

    begin

        if (LRCLK_PRV)

            begin

                RIGHT_OUT <= shift_w[31:32-SAMPLE_WIDTH];

                DATAREADY <= 1'b1;

            end

        else

            LEFT_OUT <= shift_w[31:32-SAMPLE_WIDTH];

    end

        else

            DATAREADY <= 1'b0;

end

 

endmodule

Take a SIT!

 

SIT Frequency amplitude response (improved 2ЅК76): 

(a) circuit; 

(b) measured amplitude response from [31]; 

(c) simulated response using: 

CE1 =2.5 nF, RE1 = RD=8Ω, p=0.0694, q=3, rs=1.1Ω, n=4, is=10-6А. 

(V(33)≡vo – the solid line shows the amplitude response while the dashed line shows the phase response) 

The output voltage (vo) waveform 

– the magnitude of the input sinewave voltage is chosen so that the delivered power to the 8Ω load is 1.5W. 

The SIT model parameters are (100 V SIT): 

p=0.0714, q=100, rs=8Ω, n=6, is=10e-6А 

(the signal frequency is fi = 10kHz, while RD=8Ω, C1 = 10μF, C2 = 100μF)

1000 V SIT (Tokin Corp.) IDS-VDS characteristics:
a) measured characteristics;
b) simulated characteristics using model from Fig. 4 with p=0.0714, q=100, rs=8Ω, n=6, is=10e-6А


(VDS is on the horisontal axis;
ID is on the vertical axis;
VGS was changed from 0 to -25 V in steps of -5 V.)

40 V SIT (2ЅК76) IDS-VDS characteristics: 

а) measured characteristics; 

b) simulated characteristics using model from Fig. 4 with 

p=0.0694, q=3, rs=1.1Ω, n=4, is=10^e-6А 

(VDS is on the horisontal axis; ID is on the vertical axis; VGS was changed from 0 to -12 V in steps of -1 V.)

//Models of SIT//

.param  p=p q=q rs=rs n=n is=is re1=re1 ce1=ce1 

.subckt sit     3     2    1

*-------------- D    G    S

er  3 5 value = {v(4,1)*v(5,4)}

d1 5 4 d1 

.model d1 d(rs= rs is= is n= n)

e2 1 4 9 1 1 

rds 3 1 24meg

dg 2 1 d2

.model d2 d(rs=.3 is=1e-6) 

e1 8 1 value = {((v(2,1)* p)*(( q −v(2,1)))}

re1 8 9 re1 ce1 9 1

се1

.ends

------------------------------------------------------------------------

The Spice model for the static induction transistor is presented. 

The model is based on the device behaviour rather than on the physical structure of the SIT. 

Simple method for model parameters extraction from the measured characteristics of the real SIT has been developed. Extensive simulations have been performed to examine the model characteristics. 

The model has passed all performed tests and the results correspond very well with the experimental ones given in doc. 

Although the proposed model is not an ideal solution it will help to start simulating various circuits containing static induction transistors. 

The first problem to solve is the discrepancy between the measured and simulated curves for Vgs = 0, when simulating the high voltage devices, where the value of the internal diode resistance rs is relatively high. 

One possible solution is to add a small DC bias at the gate input of the model. This problem will be investigated in details in developing an advanced SIT model.  

At least two other things are to be done in the near future: 

(1) to develop an algorithm for self extracting model parameters from devices data sheets; 

(2) to extend the model to covering both mode of SIT operation (triode and pentode-like) in order to enable full implementation of SIT for the Spice simulation program, or even to other circuit simulation program packages. 

Monitor ICC Calibration

LPROF 是一款開放源碼應用程式，可為相機、掃描儀和顯示器建立 ICC 描述檔。

建立掃描儀或相機描述檔

相機和掃描器描述檔是通過使用一種稱為 "IT8 target "的東西來建立的。IT8 目標只是一張帶有一組色塊的照片。每個色塊都有已知的色度測量值。還有一種指定這些測量值的標準方法，即 IT8/CGATS 檔案格式。 每個 IT8 目標都有一個 IT8/CGATS 檔，其中包含該目標的色度測量值。
IT8/CGATS 是一種人機可讀的資料編碼方式。您可以使用文字編輯器打開任何 IT8/CGATS 參考檔。您甚至可以修改檔內容。由於它是一種標準，大多數色彩管理系統都能接受它，包括 LPROF。 IT8/CGATS 參考檔包含一組色塊的測量值。每個色塊的測量值可以是設備著色劑值（0...255 範圍內的 RGB 或 CMYK 值），也可以是三色值（XYZ 或 Lab）和一些統計資料。
IT8/CGATS 參考文件如下：
-----------------------------------------------------------
IT8.7/2 寄件者 "Wolf Faust"
描述符 "L* a* b* 批量平均數據（光線 D50，視角 2）"
製造商 "Wolf Faust - http://www.coloraid.de"
創建時間 "2002 年 1 月 7 日" 生產日期 "2001:12" 序號 "DIN A4 R0120"。
序號 "DIN A4 R012020"
材料 "Kodak Professional Digital 3 - Non-Glossy" (柯達專業數碼 3 - 非光面)
欄位數量 9
begin_data_format
sample_id xyz_x xyz_y xyz_z lab_l lab_a lab_b lab_c lab_h
結束資料格式
設置數 288
開始資料
A1 3.25 2.71 1.94 18.86 11.18 2.87 11.55 14.41
A2 4.07 2.73 1.60 18.91 23.59 6.54 24.49 15.48
A3 5.79 3.42 1.75 21.67 33.38 9.60 34.73 16.05
A4 4.28 2.66 1.46 18.62 27.73 7.59 28.75 15.32
A5 11.97 10.30 7.42 38.38 15.04 4.16 15.61 15.47
.... 等 ...
------------------------------------------------------------
目標製造商會提供一個 IT8/CGATS 檔，其中包含目標的這些測量值。因此，目標和目標 IT8/CGATS 參考檔為我們提供了一組已知（校準）顏色。然後，我們必須告訴描述器，我們的掃描器或照相機會為每個色塊返回哪些 RGB 值。

LPROF 可以獲取 IT8.7 靶心圖表像上每個色塊的 RGB 值。要生成描述檔，我們需要每個色塊的 RGB 值和 Lab 值。讓我們來概述一下掃描器/相機的描述檔製作過程。 首先，我們將詳細介紹如何使用掃描器來完成，然後再詳細介紹對相機進行描述檔時的不同之處。
 

第 1 步：調整掃描器的控制。

首先您要知道，要獲得良好的 IT8.7 圖像，80%-90% 的工作都要靠良好的描述檔來完成。
比特深度：每個圖元至少需要 24 比特（每種顏色 8 比特），但最好使用 48 比特（每種顏色 16 比特）圖像。
伽瑪： 在大多數掃描器上，您可以選擇用於掃描圖像的伽瑪值。 一般來說，伽瑪值應在 2.2 和 3.0 之間。伽瑪值 2.2 的額外好處是接近 sRGB 伽瑪值，這意味著未經校正的圖像在 "普通 "顯示器上 "看起來不錯"。它也接近感知伽瑪。伽瑪 2.4 的另一個好處是最接近感知空間，這也是使用該值的一個很好的理由。小於 2.2（當然還有臭名昭著的 1.0）會導致暗部細節嚴重丟失，而高光細節僅有輕微改善。除非您使用的是每採樣 16 位，否則不要使用這個值！對於動態範圍有限的平臺掃描器和膠片掃描器來說，2.4 左右的 Gammas 值是最好的。 對於高動態範圍的膠片掃描器來說，接近 3.0 的數值可能是最好的。 例如，Hutch Color 公司的 Don Hutchson 建議高動態範圍掃描器的伽瑪值為 2.8。 但對於平面掃描器來說，超過 2.4（最高 3.0）會丟失一些高光細節，而陰影細節卻不會增加。
 
關閉掃描器驅動程式中的所有色彩管理、色彩增強和調整功能。將亮度、對比度和色調（如果有）設置為預設值。 確保鎖定所有控制，掃描器軟體不做任何自動調整。這些設置應該是您的工作掃描模式，因此將它們全部設置為合理的預設值。
重要提示：描述檔只對用於擷取 IT8.7 目標的設定有效！
第 2 步：掃描 IT8 目標。
根據您的平臺和/或掃描軟體支援的格式，使用下列支援的格式之一存儲 IT8.7 映射。LPROF 支援以下格式的 IT8.7 映射：
"BMP - Microsoft Windows 點陣圖影像檔。
"GIF" - CompuServe 圖形交換格式；8 位元元元元元彩色。
"JPEG"--聯合圖像專家組 JFIF 格式；24 位元元元元元壓縮彩色（僅在安裝 libjpeg 時可用）。
"PNG"--可擕式網路圖形（僅在安裝 libpng 時可用）。
"PBM - 可擕式點陣圖
 

第 2 步：掃描 IT8 目標。

根據您的平臺和/或掃描軟體支援的格式，使用下列支援的格式之一存儲 IT8.7 映射。LPROF 支援以下 IT8.7 映射格式：
"BMP - Microsoft Windows 點陣圖影像檔。
"GIF" - CompuServe 圖形交換格式；8 位元元元元彩色。
"JPEG"--聯合圖像專家組 JFIF 格式；24 位元元元元壓縮彩色（僅在安裝 libjpeg 時可用）。
"PNG"--可擕式網路圖形（僅在安裝 libpng 時可用）。
"PBM" - 可擕式點陣圖格式（黑白）。
"PGM" - 可擕式灰度圖格式（灰度）。
"PNM" - 可擕式任意圖像格式。
"PPM" - 可擕式圖元圖格式（彩色）。
"SUN" - SUN 柵格文件。
"TIFF" - 標記影像檔格式。(僅在安裝 libtiff 時可用）。
"VIFF" - Khoros 視覺化影像檔。
如果影像檔格式支援更高的位深度，則每個顏色通道使用 8、16 或 32 位元整數或 32 或 64 位浮點數值。
不要使用 JPEG！因為壓縮資料會導致資訊丟失，所以不適合用於此目的。您可以在最終圖像上使用 JPEG，但不能在描述檔過程中使用。

第 3 步：提取每個補丁的 RGB 值。

如果沒有幫助，這可能是一項艱巨的任務。一個典型的 IT8.7 目標中有 250 多個補丁（有的多達 288 個），手工提取每個樣本充其量也是一項繁瑣的工作。有了 LPROF 的幫助，這項任務就變得輕而易舉了。在我們繼續之前，必須先安裝目標的參考檔，以便 LPROF 能夠找到它。 詳情請參閱安裝參考檔對話方塊。 啟動 LPROF，在 "Camera/Scanner Profiler"（相機/掃描器描繪器）選項卡上點擊 "Load Image"（載入圖像）按鈕。選擇步驟 2 中掃描的靶心圖表像。
 
我將使用位於 "data/pics "目錄下的 scandmo.png 圖像作為樣本。這是一張柯達膠片靶心圖表像，使用掃描器掃描時會產生巨大的洋紅色偏色。別擔心，描述檔會將這張圖片變成一張漂亮的圖片，而且洋紅色偏色也有助於證明使用 LPROF 生成的描述檔是多麼有效。這個 IT8.7 目標的參考檔（e3199608.TXT）也位於 "data/pics "目錄下。 由於這是一個柯達目標，因此在安裝參考檔對話方塊中選擇 "IT8.7 19+3 (Kodak) column picker "範本。  要 "測量 "靶心圖表像的 RGB 值，可使用滑鼠將拾取範本放在補丁上。可以通過點擊靶心圖表像的每個角來實現。  當滑鼠選中每個角時，您會看到該角上有一個標記。 如果您沒有看到這個標記，要麼是您沒有正確安裝參考檔，要麼是您沒有選擇正確的參考檔。

當所有四個角都被標記後，拾取器範本將疊加顯示在靶心圖表像上。 確保所有綠色矩形都在補丁內。否則將導致錯誤的描述檔！您可以調整角標記的位置來微調拾取範本的位置。 在某些圖像上，您可能需要對角標記的位置進行相當大的調整，才能使範本對齊。 您還可以通過設置 "首選項 "選項卡中 "安全框 "的百分比來調整 "熱點區域 "的相對大小。安全值越小，"熱 "區就越大。 通常情況下，除了調整角標位置外，不需要做其他任何調整。一旦您對補丁採集器 "熱 "區的位置感到滿意，您現在就有了柯達在目標參考檔中提供的目標的正確參考紙張，以及掃描器獲得的 RGB 值。現在，我們可以比較這些值來創建描述檔。
 
 

第 4 步：創建描述檔：

這一步非常簡單。 首先指定描述檔的檔案名。按下 "輸出描述檔 "右側的"... "按鈕，選擇保存描述檔的位置。 在 Linux/Unix 系統中，預設值為 $HOME/.color/ICC。 在 Windows 系統中，預設為 Windows 的描述檔目錄（在大多數系統中為 c:\WINDOWS\SYSTEM32\spool\drivers\color）。 但你可以覆蓋這一點。新描述檔的檔案名可以是 "scandmo.icm"。現在，您可以填寫一些資訊，以説明定位後面的描述檔。按下 "描述檔識別 "按鈕，出現描述檔識別對話框，填寫欄位。  現在就可以生成描述檔了。按下 "創建描述檔 "按鈕，啟動描述檔創建程式。幾秒鐘之後，您的掃描儀就會有一個描述檔。
 
您可以按 "描述檔檢查器 "按鈕詳細檢查描述檔。 您將看到演示描述檔的平均 dE（delta E - 誤差量）約為 1.03，峰值 dE 約為 4.0，這是非常合理的。 現在，我們可以降低誤差水準，但生成描述檔需要更多時間。為此，請按下 "Parameters 參數 "按鈕，從 "解析度（CLUT 點）"選項按鈕組中選擇 "33 - 巨大"。 同時在 "描述檔冗餘度 "組中選擇 "Verbose, store anything（詳細說明，存儲任何內容）"選項按鈕。 按 "OK（確定）"按鈕關閉 "描述檔參數和調整 "對話方塊並保存這些設置。 接下來選擇 "創建描述檔 "按鈕。現在，描述檔生成過程會稍長一些，但得到的描述檔會有所改進，平均 dE 約為 0.8，峰值約為 3.6。
您可以再次使用 "描述檔檢查器 "來檢查您的描述檔。 在 "描述檔檢查器 "中，請查看 "曲線 "選項卡中的 "整形器 TRC 曲線"。 請注意，綠色曲線與紅色和藍色曲線明顯不同。 由於綠色是品紅色的補色，這正是您所期望的，因為設備會產生偏品紅色的圖像。

第 5 步：校對描述檔。

讓我們檢查一下該描述檔對原始圖像的影響。在 "首選項 "選項卡中，將 "輸入描述檔 "設置為新創建的掃描器描述檔，"顯示器描述檔 "應設置為使用顯示器描述器創建的自訂描述檔（見下一節）或通用描述檔（如 sRGB）。在 "首選項 "選項卡中勾選 "色彩管理顯示 "核取方塊，然後轉到 "相機/掃描器描述檔 "選項卡查看結果。女孩的圖像偏暗，這是正常現象。不過，其餘的補丁都經過了很大的修改，灰度應該看起來很平滑，沒有任何偏色，整體的洋紅色色調也應該消失。
相機等寬色域設備的特別注意事項
有些設備（如照相機）的色域可能非常寬，因此為這些設備製作良好的描述檔就比較困難。 尤其是對於具有較大感光元件的數碼相機（數碼單反相機）來說，由於原始檔軟體可以從感光元件資料中獲取更多資訊，因此在相機處理過程中更容易獲得原始檔。
基本的問題是，相機的色域遠遠大於 IT8.7 圖表中色彩斑塊的色域，而描述檔軟體在色域邊緣附近的區域會過度補償，因為沒有目標斑塊來幫助引導描述檔軟體。 這就是所謂的局部反轉，會導致某些圖像的某些部分出現奇怪的色彩偏移。 這種情況往往發生在高對比的照片中，通常會出現在較暗的高飽和度色彩中。

通常只有使用局部會聚外推法參數（請參閱 "描述檔參數"）創建的描述檔才會出現這種特性。 如果您在高對比、高飽和度圖像上使用描述檔時遇到這種情況，請在關閉本地會聚外推（預設設置）的情況下生成一個新的描述檔。

如果你主要使用 Windows 作業系統，在購買無真正的 sRGB 模式的廣色域顯示器並進行軟體校色後，即便用 displaycal 或 datacolor、X-rite 自帶的軟體，“接管 Windows 色彩管理”。很多使用場景（如 Windows UI、騰訊全家桶）依然會存在過飽和問題，即顏色過於鮮豔，溢出失真。

如果你對日常使用桌面環境下色彩的準確性有需求，現階段請務必選購明確標有 99% SRGB 模式的廣色域顯示器。

對於擁有多種色彩空間模式選擇的顯示器，廠商已經做好了色域限縮，將色座標寫入驅動板配合顏色轉換演算法，實現標準色域限制。

而家用級校色儀配合不自帶硬體校色的廣色域顯示器，是沒有辦法通過軟體校色，將顯示器從廣色域全域限制到 sRGB 色域。

首先解釋下，為什麼即便校色後，部分軟體依然會存在過飽和問題？

軟體校色簡單可以分為設備校準（Calibration）和特性化（Profiling）。

 設備校準主要針對白點、伽馬。

特性化則會根據校色儀測量資訊對螢幕進行評估，生成一個包含色彩資訊的 ICC 校色檔。

得到校色檔，載入過後，設備校準階段的色溫、伽馬曲線就會全域修正到最佳值，而特性化部分還需支援完整色彩管理的軟體進行色彩映射方可實現。

使用 displaycal loader 等校色檔載入器，安裝顯示器校色檔後，色溫與伽馬得到了修正，我們都可以感受到螢幕的顏色觀感會更好。不會出現發黃、泛藍（色溫過低或過高）以及泛白、發黑（伽馬曲線偏移）等問題。

即便桌面壁紙、Windows UI 或其他不支援完整色彩管理軟體，沒有根據校色檔進行正確的色彩映射，你也會在安裝校色檔後感受到非常明顯的顏色變化。

由此也出現了 displaycal 等協力廠商軟體，可以為不支援色彩映射的軟體提供完整色彩管理的謠言。

在載入完校色檔後，想要讓軟體顯示出真正正確的顏色，實現完整的色彩管理，還需要實現色彩映射 / 轉換（Mapping/Conversion）。

由於每一台顯示器的原始色域都不盡相同，一張 sRGB 色域下（0，255，0）的純綠照片在一台 100% Adobe 色域的顯示器上輸出時倘若不經過色彩映射 / 轉換，便會直接顯示 Adobe RGB 所對應的純綠，結果便是綠色更加鮮豔，圖片顏色不正確，失真過飽和。

在 WindowsUI 以及互聯網上 99% 圖像都是以 SRGB 格式存儲的當下，在廣色域顯示器上想要正確顯示 sRGB 圖像，避免過飽和，必須保證作業系統 UI 和軟體支援完整的色彩映射。

遺憾的是，即便是目前最新版本的 Windows，其 UI 的色彩管理依然不完全（即便是廣色域顯示器，也會粗暴地將圖片映射到 sRGB 後，直接進行輸出）。

所以目前在廣色域模式下，即便安裝校色檔。Windows UI 包括 Windows 桌面壁紙都是過飽和的，倘若你的顯示器對標 Adobe RGB，且廠商沒有給予 sRGB 模式限縮選項。那麼桌面圖示的偏色程度將難以想像。而對於協力廠商軟體，Windows 目前的原則是協力廠商開發者可以調用 api，讀取校色檔，使程式支援色彩映射。

適配完成的程式，也即是前文 displaycal profiling 解釋部分所說的支援 ICC 色彩管理的應用程式或支援 3D LUTs 的應用程式。

然而遺憾的是：支援色彩映射的協力廠商軟體極少，類似 n 年前 Windows 對於高 dpi 的適配情況，下面列舉下部分支援相對完整色彩管理的軟體：

1.     流覽器：FireFox、Chrome 以及一眾基於 chromium 流覽器（如新版 Microsoft Edge）圖文流覽支援，視頻需關閉硬解才可支援。

2.     Adobe：Adobe 旗下的設計類軟體（PS、PR），以及 Acrobat PDF 閱讀器。

3.     視頻播放機：Potplayer 可以通過掛載 madVR 以支持色彩管理、MPC-HC。

4.     輕便照片查看軟體：HoneyView、老版本 Windows 照片檢視器。

（廣色域顯示器用戶可以參考下面這篇文章去開啟這些軟體的內置色彩管理。）

除了以上幾款有限的軟體外，剩下幾乎所有軟體都不支援完整色彩映射。

包括但不限於先前提到的 Windows UI、壁紙以及 QQ、微信、愛奇藝、騰訊視頻等 90% 常用軟體、以及幾乎全部 UWP。

諸如騰訊全家桶等群魔亂舞的協力廠商軟體在輸出階段甚至連圖像內嵌 ICC 都不會讀取，更不要指望可以根據校色檔做正確的映射。

因此廣色域顯示器校完色並安裝好校色文件後，主流應用過飽和問題並不會得到解決。有道詞典圖示的紅色該溢出還是會溢出，騰訊視頻裡人臉紅得像醉漢也是正常現象。

所以目前對於這種情況有什麼解決辦法？

現如今對於廣色域日常應用過飽和的問題，廠商的解決方案有兩種。一是通過驅動板內置的電路，盡可能不損失灰階的前提下，將廣色域顯示器準確模擬在 SRGB 色域的模式，使用者可以通過 OSD 功能表或顯示器配套軟體進行色彩空間切換。

二是通過定制的顯卡驅動，並配套色彩空間管理軟體。調用顯卡驅動的類比演算法，通過犧牲灰階的方式，實現色彩空間的模擬，廣泛應用于高端筆記型電腦或移動工作站上。

 

總而言之，兩種解決辦法均是設定不同工作環境下的多個色域範圍，讓使用者自己去根據使用場景選擇相應的色域。

桌面主流應用用 sRGB，杜絕上文的過飽和問題，擁有完整色彩管理的軟體用 ARGB 等廣色域模式以獲得最佳體驗。

所以在 Windows 目前現狀下，選購廣色域顯示器需要因人而異，如果你認為螢幕越鮮豔代表色彩越好。無真正 sRGB 模式廣色域顯示器下在主流應用下的過飽和反而會提升你的日常使用體驗。但是如果你日常使用追求色彩的準確性。

那麼請選擇明確標有 99% sRGB 模式的廣色域顯示器。（即便廠商標注了，有時也有貓膩）

不完全廣色域顯示器分類：

（僅憑原始色域進行分類，並不是廣色域顯示器選購指南，實際購買顯示器，色域只是考慮因素之一）

宣傳中出現如 127% sRGB（大於 100%）、82% NTSC（大於 72% NTSC）、ARGB、DCI-P3、Display P3 等更寬色域，皆可粗略判斷為使用廣色域面板的顯示器，（但也存在部分奇葩顯示器標注 72% NTSC 卻也是廣色域面板），以下五類是市面上主流的廣色域顯示器。

類型一：以如 127% SRGB 這種大於 100% 數值的 sRGB 色域作為買點

類型二：以如 82% NTSC 這種大於 72% NTSC 的色域作為賣點

以上兩類顯示器屬於胡亂堆料型，從文案上已經自暴自棄，亂七八糟的宣傳基本就是拿色域容積湊數，實際的色域覆蓋可能跟任何主流的標準色彩空間都有偏差。

你甚至無法瞭解真實的色域覆蓋水準，與 sRGB、P3、ARGB 的實際色域覆蓋都不得而知。

存在紅色過飽和嚴重而藍色又欠飽和這種尷尬情況。廣泛應用於 1000 元價位的低端 2K/4K 及低端電競屏。如果你追求顯示器的色彩準確性，這兩類顯示器不建議購買。

 

類型三：以 DCI-P3、Adobe RGB 作為賣點，但卻沒有標注擁有 99% sRGB 模式的顯示器。

第三類顯示器為市面上主流的中高端廣色域電競類顯示器，一般在安裝了廠商的通用色彩檔或自行校色後可以做到使支援色彩管理的軟體顯示正確。

但由於真正的 sRGB 模式，依然無法解決主流應用過飽和問題，在絕大多數應用中顏色依然是溢出的。

對於遊戲玩家，輕度的過飽和可以提升遊戲的體驗。如果你是為了尋求鮮豔顏色帶來的刺激感，而購買廣色域顯示器的用戶，體驗應該也會相當不錯。

但前文已經說明，如果你追求的是日常使用顏色的準確，那麼此類顯示器依然不推薦。

 類型四：同時擁有廣色域與 99% sRGB，但是 sRGB 模式並不能調節亮度。

很多廣色域電競屏即便標注了可以切換為 99% sRGB 模式，sRGB 模式也確實做了色域限制，不是簡單調個伽馬、色溫來忽悠人。但在 sRB 模式下卻鎖了 1D LUT，無法調節亮度與對比度。

因此購買前盡可能要諮詢客服、多看看相關評測，明確 sRGB 模式下是否體驗良好。

 

類型五：同時擁有廣色域與 99% sRGB 色彩空間的顯示器，擁有完備的官方軟體及 OSD 功能表選項用以調整各個色彩空間下的設定。

優秀的廣色域顯示器，預算充足的情況下推薦購買。日常辦公使用 sRGB 模式，專業用途列印修圖使用 ARGB 模式，觀看藍光電影使用 Display P3 模式，外接 Mac 也可以得到極佳的體驗。

在 Windows 目前環境下，一台優秀的廣色域顯示器，倘若想要面向專業設計領域且相容不願意顏色過豔失真的普通用戶的日常使用，應具備廣色域與 99% sRGB 模式切換的功能。

此類顯示器售價普遍偏高，宣傳介面與參數介面一定會明確注明多種色彩空間調節。

由此可見，在 Windows UI 及主流軟體對於廣色域的支持尚未成熟的今天。倘若你追求色彩的真實，不願日常使用顏色失真，選購廣色域顯示器前需要格外的謹慎。

我們只需要明確的一件事，便是沒有完善 sRGB 模式的廣色域顯示器，是不能通過軟體校色解決日常主流應用過飽和的問題，校色對於廣色域飽和問題的糾正意義具有一定的局限性。

因此筆者還是由衷建議主力使用 Windows 的同學，倘若想要體驗廣色域、追求顏色的準確，要盡可能選擇上文類型五，即具有完整 sRGB 模式的廣色域顯示器。